В настоящее время имеется постоянно растущий спрос на прецизионные измерения, который наблюдается в самых разных отраслях индустрии — от аэрокосмической и оборонной промышленности и оборудования, используемого в нефтегазовой сфере, до производства фармацевтических и медицинских приборов. Калибровка и тестирование таких прецизионных измерительных систем ставят перед разработчиками и всей отраслью приборостроения задачи проектирования и производства контрольно-измерительного и испытательного оборудования, которое может достигать разрешения не менее 25 бит с точностью измерения не менее чем 7,5 разряда.
Публикуемая статья в виде авторского перевода [1] с рядом дополнений
рассматривает данную проблему и предлагает ее практические решения.

Введение

В фармацевтической промышленности используются высокоточные лабораторные весы, которым необходимо обеспечивать разрешение в 0,0001 мг в полномасштабном диапазоне 2,1 г, для чего и понадобится аналого-цифровой преобразователь (АЦП) с разрешением не менее 24 бит.
Для достижения столь высокого разрешения требуется цепочка сигналов с исключительно низким уровнем шума. На рис. 1 показана зависимость шума от таких параметров, как ENOB (Effective Number of Bits — эффективное число битов, служит для измерения качества аналого-цифрового преобразования), — это и является мерой динамического диапазона аналого-цифрового преобразователя, цифро-аналогового преобразователя или связанных с ними схем и отношения сигнал/шум (Signal-to-Noise Ratio, SNR). Здесь следует заметить, что SNR называется отношение среднеквадратического значения входного синусоидального сигнала к среднеквадратическому значению шума, который определяется как сумма всех остальных спектральных компонентов вплоть до половины частоты дискретизации, без учета постоянной составляющей (в идеале он равен шумам квантования, чего в реальной практике не бывает). Предельный уровень шума рассчитывается на основании источника опорного напряжения (ИОН) с напряжением VREF = 5 В и входного напряжения АЦП в режиме напряжения полной шкалы (Full Scale Range, FSR). Для обеспечения указанных требований, то есть для достижения 25‑битного разрешения или динамического диапазона, равного 152 дБ, максимально допустимый системный шум не должен превышать 0,2437 мкВ среднеквадратичного значения (далее — с.к.з.).

Опорное напряжение VREF устанавливает предел на уровень входного аналогового сигнала, который АЦП может обработать, то есть оцифровать. Уравнение (1) является функцией идеальной передачи АЦП, где выходной код в десятичной форме вычисляется по значениям VIN аналогового входного сигнала опорного напряжения VREF, а число битов АЦП задано как N:

Как правило, разрешение, указанное в техническом описании на конкретный АЦП, основано на методе короткого замыкания по входу — другими словами, напряжения полного нуля, когда вход АЦП подключен к общему проводу GND (по старой привычке называемому «землей», что не вполне верно) или когда дифференциальные входы АЦП подключены к общему источнику. Метод короткого замыкания входа АЦП помогает охарактеризовать абсолютный предел разрешения АЦП, исключая шум источника входного сигнала АЦП и устраняя влияние шума VREF. Подобное допущение полностью верно, потому что если VIN установлено на 0 В, то и отношение VIN/VREF равно 0 В.
Для того чтобы исследовать влияние шума опорного источника напряжения на общий шум cистемы, на рис. 2 показана взаимосвязь между общим шумом системы (с.к.з.) и источником напряжения постоянного тока на входе АЦП. Для этого теста использован 32‑разрядный АЦП AD7177-2 [2] с входом VREF, подключенным от интегрального ИОН с малым уровнем собственных шумов LTC6655-5 [3] (выходное напряжение 5 В), и входом АЦП, также подсоединенным к источнику напряжения с низким уровнем собственных шумов. Частота обновления данных на выходе АЦП установлена на 10 kSPS (тыс. выб/с). Оценка производилась в составе оценочного комплекта EVAL-AD7177-2 [4], который представляет собой полнофункциональную оценочную плату с АЦП AD7177-2, работающую под управлением ПК в сочетании с демонстрационной платформой EVAL-SDP-CB1Z от Analog Devices. Сопровождаемое программное обеспечение для персонального компьютера предназначено для управления и анализа данных (во временной области), предусмотрена также возможность автономной работы.

Опорное напряжение VREF равно 5 В, получено от ИОН LTC6655-5.
Обратите внимание, что во всем диапазоне входного напряжения АЦП его уровень шумов остается постоянным при спектральной плотности шумового напряжения (далее — спектральная плотность шума), равной 35 нВ/√Гц, в то время как шумы источника входного сигнала АЦП хотя и возрастают до уровня 6 нВ/√Гц, но остаются низкими по сравнению с шумом ИОН, составляющим 96 нВ/√ Гц. Как показано на рис. 2, общий шум пропорционален входному напряжению постоянного тока АЦП. Это связано с тем, что с повышением VIN отношение VIN/VREF увеличивается, а потому, когда на вход АЦП подается максимально возможный для него уровень сигнала, шум опорного напряжения VREF доминирует над общим шумом системы. Индивидуальный шум каждого компонента в цепочке сигналов складывается в среднеквадратичном виде (то есть равен квадратному корню из суммы квадратов), что и дает в итоге форму графика, показанную на рис. 2.
Однако для достижения высокого разрешения измерения, равного 25 бит или более, даже некоторым лучшим из доступных на рынке интегральных источников опорного напряжения, имеющих низкий уровень шума, для его ослабления требуется помощь. Например, для получения желаемого динамического диапазона АЦП ослабить шум поможет добавление внешних схем, таких как внешние фильтры, или же использование специфических внутренних возможностей интегральных ИОН.
Далее показаны различные варианты реализации фильтров нижних частот (ФНЧ) и способы их применения для ослабления шумов источника опорного напряжения. Рассмотрены методы проектирования фильтров и присущие им компромиссы. Два типа фильтров нижних частот, которые будут обсуждаться в контексте темы ослабленного эталонного шума напряжения, — это простые пассивные RC-фильтры низких частот, а также активный ФНЧ на основе линейного графа сигналов (Signal Flow Graph, SFG). Результаты оценки системы с использованием SΔ-АЦП представлены в разделе, посвященном описанию характеристик конечного решения.

Подавление шумов с помощью пассивного фильтра нижних частот

На рис. 3 показана схема организации подачи опорного напряжения для АЦП, состоящая из стабилитрона, буферного усилителя и ФНЧ. Фильтр реализуется с помощью внешнего, как его называют, накопительного конденсатора С1, его эквивалентного последовательного сопротивления (Equivalent Series Resistance, ESR) и выходного импеданса операционного усилителя (ОУ). Частота среза такого пассивного RC-фильтра определяется как:

из которого видно, что полоса пропускания обратно пропорциональна произведению сопротивления R и емкости C.

Однако не забываем, что эта формула справедлива только для идеального фильтра, работающего на нагрузку в виде разомкнутой цепи (бесконечно большое сопротивление), и источника сигнала с нулевым собственным сопротивлением. В реальном фильтре за R принимается эквивалентное сопротивление, учитывающее сопротивление источника сигнала Ri (в нашем случае это R0), ESR конденсатора и сопротивление нагрузки RL. Кроме того, в ряде случаев необходимо учитывать влияние на амплитудно-частотную характеристику (АЧХ) фильтра еще и собственного резонанса конденсатора. Так что в реальной жизни и частота среза фильтра, рассчитанная по формуле (2), и наклон его АЧХ в области подавления не будет соответствовать идеальным, как это показано в [11, 12].
Впрочем, здесь есть еще одна тонкость, о которой часто забывают: для ФНЧ эта формула справедлива для синусоидального сигнала, если же речь идет о белом шуме, то есть о шуме с равномерным и бесконечным спектром, то полоса пропускания фильтром такого сигнала будет больше. Для фильтра первого порядка полоса пропускания белого шума в 1,571 раза превышает полосу пропускания синусоидального сигнала [7].
Конденсатор C1 также применяется в качестве локального накопителя энергии для компенсации всплесков напряжения, вызванных тем, что опорная схема напряжения АЦП требует быстрой реакции на изменения тока нагрузки, который может быть как втекающим, так и вытекающим. На рис. 4 показан отклик по входу VREF в виде динамического изменения тока ИОН для уже упомянутого ранее SΔ-АЦП AD7177-2 и АЦП последовательного приближения (SAR) типа AD7980 [5].

Пользователь может выбрать значение емкости конденсатора C1 так, чтобы удовлетворить требование по частоте среза ФНЧ, но для нормального функционирования некоторых АЦП последовательного приближения необходим по входу источника опорного напряжения конденсатор емкостью не менее 10 мкФ. Столь большая емкость конденсатора C1, а 10 мкФ — это (еще раз обратим ваше внимание) лишь минимальная емкость, уменьшает запас по фазе нагруженного на нее буферного усилителя. В связи с тем, что запас по фазе сокращается, обратная связь усилителя уже не будет отрицательной [6], следовательно, сигналы вблизи частоты перехода от единичного усиления поступают (иногда эту частоту называют частотой кроссовера, или частотой перехода, по аналогии с английской терминологией crossover frequency) синфазно с входными сигналами. Это приводит к тому, что отклик с подобной обратной связью вводит пик напряжения шумов вблизи частоты перехода [6]. Поскольку ширина полосы от частоты среза (точка — 3 дБ) достигает 16 МГц, в общем интегрированном шуме (а именно в его среднеквадратическом значении) преобладает пик шума. Хотя конденсатор C1 работает как фильтр и компенсирует скачки тока потребления, стабилизируя в той или иной степени уровень опорного напряжения, это предостережение необходимо принимать во внимание. На рис. 5 показаны пики шума источника опорного напряжения LTC6655 с конденсатором C1. Как можно видеть, величина пиков напряжения шумов имеет сложную зависимость и определяется не только величиной емкости конденсатора, но и значением его ESR.

Большинство интегральных источников опорного напряжения разработано со сложным выходным каскадом, который способен играть роль драйвера для АЦП, требующего большую емкость на входе опорного напряжения. Например, выходной каскад ИОН серии LTC6655 спроектирован так, чтобы устойчиво функционировать при значении емкости конденсатора С1, равной 10 мкФ.
На рис. 6 в качестве примера приведена полная блок-схема ИОН LTC6655 исполнения LTC6655LN, далее мы рассмотрим его подробнее.

Как мы видим на рис. 5, когда емкость конденсатора на выходе выбрана минимальной, равной 2,7 мкФ, и максимальной, равной 100 мкФ, появляются пики шума. Эквивалентное последовательное сопротивление конденсатора на входе VREF АЦП уменьшает первый пик шума, но вводит второй пик на частоте 100 кГц и выше. Это можно объяснить тем, что на низких частотах влияние ESR мало, практически равно нулю, что приводит к улучшению запаса по фазе и уменьшению первого пика шума. Тем не менее этот ноль объединяется с собственным нулем LTC6655 и создает второй пик. Обратите внимание, что шумовой отклик, показанный на рис. 5, действителен только для опорного напряжения, сгенерированного микросхемой LTC6655.
Здесь хотелось бы попутно отметить, что, по опыту переводчика статьи, малошумящие стабилизаторы напряжения не настолько простые устройства в части шумов, как может показаться на первый взгляд. При определенных условиях, а именно при последовательно включенном по его входу резисторе, они превращаются в эффективные генераторы шума с широким спектром и довольно-таки высоким шумовым напряжением, достигающим сотни милливольт [8].
Впрочем, вернемся к нашей основной теме. Одним из альтернативных решений фильтрации опорного напряжения, позволяющего удалить пик шума и при этом правильно управлять АЦП, является добавление полнофункционального пассивного RC-фильтра нижних частот с последующим буфером. Устанавливая буфер, мы практически решаем проблему ограничений при реализации ФНЧ [11, 12] и получаем большую свободу при выборе конденсатора фильтра и конденсатора по входу опорного напряжения АЦП. Такое решение показано на рис. 7.

Выбор частоты среза пассивного дополнительного RC-фильтра нижних частот на элементах R, C2 значительно ниже частоты перехода от единичного усиления фильтра на элементах R0, C1, что не только уменьшит широкополосный и низкочастотный шум (фликкер-шумы), но и позволит избежать пиковых всплесков шумового напряжения.
Например, на рис. 8 показан шумовой отклик LTC6655-5 (выходное напряжение 5 В) с C4 = 100 мкФ (ESR принято равным 0 Ом), за которым следует пассивный ФНЧ, где R1 = 10 кОм и C5 = 10 мкФ (ESR принято равным 0 Ом), создавая полюс на частоте 1,59 Гц.

Однако увеличение сопротивления резистора R1 в ФНЧ хотя и может помочь достичь низкой частоты среза, но и способно привести к снижению точности преобразования АЦП, так как лишает источник опорного напряжения прецизионности.
При добавлении пассивного RC-фильтра разработчик обязательно должен учитывать его влияние на стабильность напряжения нагрузки и принимать во внимание отклик буферного усилителя поставщика VREF (необходимо учитывать влияние постоянной времени фильтра, то есть t = RC), поскольку это влияет на его переходные характеристики при управлении АЦП.
Для достижения требуемой переходной характеристики предлагается использовать буфер, как показано на рис. 7. Критические характеристики, которые следует учитывать при выборе кандидата на роль буферного усилителя, предусматривают сверхнизкие собственные шумы, способность работать на высокую емкость нагрузки, высокую скорость нарастания и высокий коэффициент усиления без отрицательной обратной связи (ООС), что подразумевает широкую полосу пропускания. В качестве буферных усилителей для передачи опорного напряжения на АЦП компания Analog Devices рекомендует использовать микросхемы операционных усилителей ADA4805-1 [9] и ADA4807-1 [10].

Подавление шумов источника опорного напряжения с использованием активного ФНЧ

В таблице 1 указаны необходимый динамический диапазон и требования по максимально допустимому уровню системных (то есть суммарных) шумов, который должен быть соблюден для достижения желаемого разрешения ENOB АЦП. Для расчета здесь использовались классические формулы: (3) для отношения сигнал/шум (SNR), где N — это число разрядов, и (4) для определения LSB (Least Significant Bit — младший значащий бит) наименьшего значения напряжения, которое может быть измерено АЦП:

при условии, что VREF = 5 В и задано максимальное входное напряжение АЦП.

В зависимости от ширины полосы пропускания АЦП однополюсный фильтр нижних частот с ослаблением в идеальном случае 20 дБ/декада может не обеспечить желаемого снижения широкополосного шума. Каскадные пассивные фильтры нижних частот создают лестничную структуру, способную сгенерировать фильтр более высокого порядка, но входное сопротивление каждого звена будет нагрузкой для предыдущего. Это может привести к сдвигу частоты среза от расчетного значения и снижению общего затухания и точности источника опорного напряжения [11, 12]. Тем не менее разработки ФНЧ более высокого порядка на основе активных компонентов обеспечивают превосходную изоляцию между входом и выходом, сводя к минимуму деградацию точности опорного источника напряжения, а также поддерживают низкий выходной импеданс, необходимый для входа опорного напряжения АЦП.
Как известно, существует несколько типов активных фильтров нижних частот с различными полиномами аппроксимации их передаточных характеристик, определяющих АЧХ и ФЧХ фильтров, — например, Бесселя, Баттерворта, Чебышева (первого и второго типа) и эллиптических. Амплитудно-частотные характеристики ряда фильтров показаны на рис. 9.

В нашем случае необходим фильтр, АЧХ которого в полосе пропускания является плоской, то есть не имеет неравномерности ни в полосе пропускания, ни в полосе подавления. Именно такой фильтр будет поддерживать значение прецизионного напряжения постоянного тока с требуемой точностью. Из всех типов фильтров плоскую АЧХ в полосе пропускания и приемлемое затухание ФНЧ обеспечивает фильтр Баттерворта, который имеет и более линейную фазочастотную характеристику на частотах полосы пропускания, а значит, не будет давать недопустимую реакцию в виде выброса затухающего гармонического переходного процесса на импульсное воздействие.

Методика проектирования активных фильтров нижних частот

Для проектирования ФНЧ оптимален в данном случае метод на основе сигнально ориентированного графа (переходный граф сигналов, называемый еще «линейный переходный граф», или «линейный граф сигналов»; Signal-Flow Graph, SFG), который является графическим представлением системы, полученной из описывающей схему системы линейных уравнений [13]1.
Метод на основе SFG обеспечивает переход от передаточной функции фильтра к соответствующей топологии его схемной реализации. Эта теория может быть применена к проектированию аналоговых фильтров на основе активных схем. Главное преимущество подхода к проектированию фильтра с помощью SFG заключается в том, что коэффициент демпфирования, то есть добротность Q, и частоту среза можно задавать индивидуально. ФНЧ на основе SFG помогает ослабить шумы и, соответственно, улучшить SNR системы, но при этом имеет хорошие динамические характеристики, не генерируя артефакты при импульсном изменении тока (рис. 4). Но как компромисс это достигается за счет дополнительных затрат на необходимые компоненты, увеличения площади печатной платы и роста энергопотребления конечного решения.
Кроме того, ФНЧ на основе SFG может оказать влияние на выходное напряжение, которое, как мы помним, является опорным для АЦП. Эта погрешность связана с температурой, приводящей пусть и к небольшой ошибке, но все же снижающей точность преобразования. На рис. 10 показан пример перехода от передаточной функции к схемным блокам при проектировании фильтра нижних частот второго порядка методом SFG. С помощью уравнения (5) масштабирующий резистор R и конденсатор C устанавливают частоту среза фильтра:

где Rs — коэффициент масштабирования; Cn — коэффициент масштабирования;
Ws — циклическая частота среза, Ws = 2π х Fs.

Далее приведен пример расчета на основе SFG, предназначенный для создания фильтра низких частот Баттерворта второго порядка с частотой среза Fs = 0,5 Гц:
• Для простоты этого примера выбрано: Rs = 1 Ом, Cn = 1 Ф.
• Поскольку частота среза Fs для того, чтобы максимизировать подавление широкополосного шума, выбрана равной 0,5 Гц, то Ws = 2π0,5 = 3,141 рад/с.
• Далее выбираем коэффициент демпфирования, то есть добротность, Q = 0,71. Выбор этого значения Q основан на достижении равномерности АЧХ фильтра в полосе пропускания и крутого затухания, чтобы отразить полином аппроксимирующей функции Баттерворта.
• Значения R, C и Rq выбраны на основе итеративного процесса для достижения низкого теплового шума и исходя из коммерческой доступности номиналов компонентов в виде элементов под технологию поверхностного монтажа.
В результате имеем:

Для получения более подробной информации о теории графов потоков сигналов можно обратиться к разделу «Управление обратной связью динамических систем», опубликованному в [13].
В этом разделе статьи были представлены основы проектирования, однако в текущей ситуации целесообразнее использовать, образно говоря, не логарифмическую линейку, а методы компьютерного моделирования. С этой целью компания Analog Devices предоставляет разработчикам два инструмента: универсальный инструмент для компьютерного моделирования LTspice (доступен для бесплатной загрузки по ссылке [15]), унаследованный после поглощения ею компании Linear Technology, и инструмент собственной разработки Analog Filter Wizard [16] (не утратившее актуальности краткое руководство по Analog Filter Wizard 2.0 доступно по ссылке [17]).

Возможности LTC6655LN

Учитывая все компромиссы решений в виде пассивного RC- фильтра низших частот с буфером и активного ФНЧ, синтезированного с использованием метода SFG, следует признать, что лучшим решением будет пассивный ФНЧ, интегрированный между источником опорного напряжения и его буферным усилителем. Это видно на рис. 11 на примере прецизионного источника опорного напряжения LTC6655LN [18], его полная блок-схема показана на рис. 6.
Представленная на рис. 11 реализация фильтра с использованием функциональных особенностей источника опорного напряжения LTC6655LN не только уменьшит площадь печатной платы, но и не будет создавать препятствия для сопряжения источника с АЦП. Применение буферного каскада с быстрым установлением, высоким входным импедансом и возможностью генерации втекающего и вытекающего тока поможет преодолеть проблемы, связанные с поведением нагрузки (имеется в виду динамическое изменение тока), сохранить точность опорного напряжения и улучшить характеристики переходного процесса.

Преимущество топологии LTC6655LN заключается в том, что этот интегральный ИОН не только имеет высокие электрические характеристики, но и содержит в своей структуре вывод для уменьшения шума, что позволяет снизить широкополосный шум. Для этого предназначен встроенный буфер выходного каскада и внутренний резистор, на рис. 11 он обозначен как R3. Именно это и позволяет разработчикам для создания фильтра нижних частот подключать внешний конденсатор на вывод подавления шумов (NR). Благодаря такой архитектуре LTC6655LN разработчики могут настраивать частоту среза ФНЧ в зависимости от тех или иных системных требований.
RC-фильтр нижних частот подключен к неинвертирующему входу буферного ОУ LTC6655LN. Поскольку этот вход весьма чувствителен, то при его использовании необходимо соблюдать определенную осторожность и выбирать конденсатор фильтра с малым током утечки. Это необходимо для предотвращения протекания тока утечки через резистор R3, что может снизить точность передачи напряжения. Кроме того, изменения сопротивления резистора и конденсатора фильтра не компенсируют друг друга, а постоянная времени и частота среза ФНЧ могут меняться
из-за изменения процесса изготовления микросхемы, напряжения и температуры.
Источники опорного напряжения, такие как LTC6655LN с внутренними встроенными элементами для формирования ФНЧ, обеспечивают лучшее решение, чем внешний пассивный ФНЧ, показанный на рис. 8, и упрощают конструкцию фильтра, избавляя от дополнительного внешнего буферного каскада для передачи АЦП опорного напряжения.

В таблице 2 представлены значения частоты среза для различных значений конденсатора, подключенного к выводу NR микросхемы LTC6655LN, в таблице 3 для справки приведено значение сопротивления R3 для трех вариантов выходного напряжения, доступных от LTC6655LN.

Тестовая схема

Для сравнительной оценки производительности описанных в статье решений использовался прецизионный АЦП AD7177-2 [2] с источником опорного напряжения на LTC6655/LTC6655LN с шумоподавляющими конденсаторами емкостью 10 мкФ и LTC6655, за которым следовал активный фильтр ФНЧ, выполненный на основе SFG. Микросхема AD7177-2 представляет собой малошумящий 32‑разрядный SΔ-АЦП с быстродействием 10 kSPS, временем установления 100 мкс и буферами Rail-to-Rail. AD7177-2 интегрирован с программируемым цифровым фильтром нижних частот, который позволяет контролировать частоту обновления выходных данных в пределах 5 SPS – 10 kSPS.

При проектировании SFG ФНЧ (рис. 12) в качестве активных каскадов были использованы два ОУ ADA4522-1 [19], один ОУ AD797 [20], а в качестве пассивных компонентов выбраны резисторы для поверхностного монтажа с температурным коэффициентом сопротивления (ТКС), не превышающим 25 х 10 ˉ⁶ , и многослойные керамические конденсаторы MLCC (multilayer ceramic capacitor) для поверхностного монтажа, а также пленочный конденсатор емкостью 10 мкФ от компании WIMA. Микросхема ADA4522 — это операционный усилитель с Rail-to-Rail-выходом,
крайне низкой плотностью широкополосного шума 5,8 нВ/√Гц и фликкер-шумом не более 177 нВ (от пика до пика, далее — п‑п). Микросхема AD797 — это малошумящий операционный усилитель с плотностью широкополосного шума 0,9 нВ/√Гц, фликкер-шумом 50 нВ (п‑п), отличной скоростью нарастания 20 В/мкс и полосой усиления 100 МГц, что делает его пригодным для управления АЦП.
Для того чтобы правильно оценить производительность при использовании LTC6655 и LTC6655LN с AD7177-2, как это было определено в начале статьи, требуется источник напряжения постоянного тока с общим шумом ниже шума источника опорного напряжения и непосредственно самого АЦП. Поэтому здесь взят идеальный источник, а именно аккумуляторная батарея напряжением 9 В, подключенная, как показано на рис. 13.

Оценка производительности

На рис. 14 показана спектральная плотность шума, а на рис. 15 — частота обновления выходных данных в сравнении с ENOB, отражающая производительность АЦП AD7177-2 с его входом VREF, подключенным к LTC6655/LTC6655LN с шумоподавляющим конденсатором емкостью 10 мкФ или LTC6655 с фильтром, синтезированным на базе SFG. Получить представление о сравнении спектральной плотности шума на частоте 1 кГц можно из таблицы 4. Для сравнения на рис. 14, 15 показаны две важные области.

Область А
График спектральной плотности шума на рис. 14 показывает, что при частоте обновления выходных данных, равной 500 SPS и выше, отфильтрованный шум источника входного сигнала как от LTC6655 с SFG ФНЧ, так и от АЦП с входным сигналом от источника напряжения постоянного тока значительно ниже, чем у АЦП. Это приводит к наименьшему отклонению от максимальной производительности, достижимой АЦП, как показано в области А на рис. 14. Основным выводом, базирующимся на графике частоты обновления выходных данных в сравнении с ENOB и спектральной плотностью шума, является то, что в области A наблюдается рост суммарного интегрированного шума (с.к.з.); это не позволяет данной схеме достигать 25‑битного разрешения измерения.

Область В
В этой области график спектральной плотности шума на рис. 14 показывает, что фликкер-шум трех опорных вариантов опорного напряжения и источника напряжения постоянного тока величивается,
а общий шум системы определяется шумом источника напряжения постоянного тока. Это увеличение фликкер-шума в пределах области B объясняет увеличение отклонения ENOB между измеренными характеристиками и максимально достижимыми для АЦП (рис. 15).

Согласно графику, показывающему зависимость частоты обновления выходных данных в сравнении с ENOB, источник опорного напряжения на LTC6655 с SFG ФНЧ достигает 25‑битного разрешения при частотах выборки данных 20 SPS и ниже, в то время как LTC6655LN‑5 с конденсатором СNR емкостью 10 мкФ и LTC6655 не могут достичь лучшего разрешения, чем 24,6 бит.

Втаблице 5 приведена сводная информация о характеристиках АЦП AD7177-2 с входом VREF, подключенным к LTC6655/LTC6655LN с шумоподавляющим конденсатором емкостью 10 мкФ или LTC6655 с SFG ФНЧ. Если входы АЦП связаны между собой, а вход VREF подключен к LTC6655,
то столбец шкалы для короткозамкнутого входа показывает наилучший динамический диапазон, которого может достичь АЦП AD7177-2 в конкретной реализации схемы подачи опорного напряжения. С входом на уровне почти максимального сигнала, то есть напряжения полной шкалы, АЦП LTC6655LN‑5 с шумоподавляющим конденсатором емкостью 10 мкФ, по сравнению
с LTC6655, в среднем на частоте обновления от 59,96 SPS увеличивает динамический диапазон измерения на 4 дБ. С другой стороны, LTC6655 с SFG ФНЧ при 59,96 SPS достигает в среднем приращения динамического диапазона, по сравнению с полученным для LTC6655LN‑5, на 7 дБ. Разница в динамическом диапазоне ниже 59,96 SPS меняется незначительно, а отклонение в основном связано с преобладанием низкочастотного фликкер-шума, генерируемого источником
напряжения постоянного тока на входе АЦП.
По сравнению с прямым подключением LTC6655LN использование конденсатора емкостью 10 мкФ, подключенного к выводу NR, уменьшает широкополосный шум на частоте 1 кГц на 62%, а решение LTC6655 с SFG ФНЧ сокращает широкополосный шум на 97%.

Заключение

При проектировании прецизионной системы аналого-цифрового преобразования с разрешением 25 бит или выше разработчики должны учитывать влияние шумов по входу источника опорного напряжения АЦП. Как показано на рис. 2, вклад шума источника опорного напряжения VREF в системный шум пропорционален использованию полномасштабного диапазона АЦП.
В этой статье показано, что добавление фильтра к прецизионному источнику опорного напряжения ослабляет шум по VREF, что приводит к снижению общего шума системы. Так, опорное напряжение, генерируемое LTC6655, с последующей фильтрацией активным ФНЧ, сформированным на базе SFG фильтра низких частот, по сравнению с LTC6655 без фильтра может уменьшить широкополосный шум на 97%. Однако это связано с дополнительными расходами на комплектующие, увеличением площади печатной платы, большим энергопотреблением и снижением точности измерения постоянного тока на несколько ppm.
Кроме того, опорное напряжение, полученное от такой схемы, может иметь зависимость от температуры. Учитывая компромиссы при использовании SFG ФНЧ, вариант в виде источника опорного напряжения выполнен на микросхеме LTC6655LN с шумоподавляющим конденсатором и обладает преимуществами в виде простой конструкции и малой потребляемой мощности. Это решение для снижения широкополосного шума требует только одного конденсатора и устраняет необходимость во внешнем буфере для управления АЦП. По сравнению с LTC6655 без фильтра источник опорного напряжения на LTC6655LN с конденсатором CNR емкостью 10 мкФ снижает широкополосный шум на 62%. Имея перед собой такое решение, в ряде случаев разработчики
вполне могут воспользоваться встроенным фильтром нижних частот LTC6655LN, чтобы
достичь желаемого разрешения своих конечных приложений.
Облегчить процесс проектирования можно, загрузив LTspice [15], а по ссылке [21] или по прямой ссылке из оригинала статьи [1] доступны файлы, необходимые для симуляции схемы, приведенной на рис. 8, схемы ФНЧ с SFG на рис. 12 и схемы источника напряжения постоянного тока с низким уровнем собственных шумов на рис. 13.

Литература
1. Shah A. Why Does Voltage Reference NoiseMatter? // Analog Dialogue. 2020. Vol. 54.
www.analog.com/media/en/analog-dialogue/volume‑54/number‑1/why-does-voltagereference-
noise-matter.pdf
2. AD7177-2 32‑разрядный SΔ-АЦП с быстродействием 10 kSPS, временем установления 100 мкс и Rail-to-Rail буферами. www.analog.com/ru/products/ad7177-2.html
3. LTC6655 0.25 ppm Noise, Low Drift Precision References. www.analog.com/ru/products/ltc6655.
html
4. EVAL-AD7177-2 оценочная плата AD7177-2. www.analog.com/ru/design-center/evaluationhardware-and-software/evaluation-boards-kits/eval-ad7177-2.html#eb-overview
5. AD7980 16‑Bit, 1 MSPS, PulSAR ADC in MSOP/LFCSP. www.analog.com/ru/products/ad7980.html
6. Reisiger M. Reduce Amplifier Noise Peaking to Improve SNR // Electronic Design. October 2012.
www.electronicdesign.com/technologies/analog/article/21798163/reduce-amplifier-noise-peakingto-
improve-snr
7. Достал И. Операционные усилители. Пер. с англ. Бронина Б. Н. М.: Мир, 1982.
8. Рентюк В. Высокоэффективный генератор шума на базе стабилизатора напряжения // Компоненты и технологии. 2014. № 1.
9. ADA4805-1 малопотребляющий усилитель с низким шумом, Rail-to-Rail-выходом, полосой 105 МГц и дрейфом смещения 0,2 мкВ/с. www.analog.com/ru/products/ada4805-1.html
10. ADA4807-1 усилитель с Rail-to-Rail-входом/выходом, полоса 200 МГц, шум 3,1 нВ/√Гц,
потребляемый ток 1 мА. www.analog.com/ru/products/ada4807-1.html
11. Рентюк В. Некоторые практические вопросы проектирования низкочастотных фильтров. Часть 1. www.rlocman.ru/review/article.html?di=160463
12. Рентюк В. Некоторые практические вопросы проектирования низкочастотных фильтров. Часть 2. www.rlocman.ru/review/article.html?di=163634
13. Franklin G. F., Powell D. J., Emami-Naeini A. Feedback Control of Dynamics Systems. US, Addison-Wesley, 1993.
14. What is Signal Flow Graph? www.scribd.com/presentation/380580417/Signal-Flow-Graph
15. LTspice. www.analog.com/en/design-center/design-tools-and-calculators/ltspice-simulator.html
16. Analog Filter Wizard. www.tools.analog.com/en/filterwizard/
17. Рентюк В. Проектирование активных фильтров в Analog Filter Wizard 2.0 // Компоненты
и технологии. 2013. № 6.
18. LTC6655/LTC6655LN 0,25 ppm Noise, Low Drift Precision References. ANALOG DEVICES,
INC. 2009–2019, Rev. G. www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/
LTC6655-6655LN.pdf
19. ADA4522-1 операционный усилитель с Railto-Rail-выходом, крайне низким шумом, нулевым дрейфом и улучшенной защитой от ЭМП, рабочий диапазон 55 В. www.analog.com/ru/products/ada4522-1.html
20. AD797 ОУ с крайне низкими шумом и искажениями. www.analog.com/ru/products/ad797.html
21. www.analog.com/media/en/simulation-models/ltspice-demo-circuits/ltspice_simulation_files.zip