В первой части [1] серии статей по оптимизации систем питания мы изучили, как количественно оценить шум, исходящий от источника питания и на какие параметры сигнальной цепи влияет данная величина. Было выяснено, что одним из наиболее эффективных способов оптимизации схемы распределенной сети электропитания (PDN) является оптимизация на основе определения фактических пределов шума, при которых отсутствует серьезное негативное воздействие на сигнальные цепи устройства. Во второй части [2] мы применили те же методы анализа к высокоскоростным аналого-цифровым и цифро-аналоговым преобразователям, благодаря чему выяснили, что снижение шума схемы до необходимого уровня не всегда сопровождается повышением стоимости компонентов, увеличением размеров платы или снижением КПД.

Введение
Принципы анализа и построения схем, приведенные в рамках двух предыдущей частей, вполне могут быть реализованы в одной схеме, в том числе совместно с принципами, описанными в данной части, касающейся радиочастотных приемопередатчиков.
Третья часть серии статей о PDN затрагивает тему, касающуюся важной части сигнальных цепей, а именно радиочастотных приемопередатчиков. Мы проанализируем чувствительность этих компонентов к шуму, исходящему от шин питания, чтобы определить, какие из них нуждаются в дополнительной фильтрации. В статье предложена схема еще одного оптимизированного варианта PDN, а также сравнение ее характеристик, уровня фазового шума и SFDR с традиционно используемым вариантом распределенной сети электропитания.

Оптимизация системы электропитания для двухканальногорадиочастотного приемопередатчика ADRV9009 с частотой работы до 6 ГГц
ADRV9009 — это двухканальный радиочастотный приемопередатчик, с высоким уровнем гибкости, интегрированными синтезаторами и функцией цифровой обработки сигналов. Данная микросхема служит ярким примером превосходного соотношения производительности и энергопотребления, что особенно актуально при ее использовании в приложениях для базовых станций 3G, 4G и 5G, использующих дуплексную передачу с временным разделением (TDD).

На рис. 1 показана стандартная PDN для приемопередатчика ADRV9009, основой которой является четырехканальный понижающий DC-преобразователь ADP5054 и четыре линейных стабилизатора. Цель анализа данной схемы — определить возможности улучшения параметров PDN без повышения уровня шума до значения, которое бы могло спровоцировать ухудшение производительности ADRV9009. Схема построена на основе четырехканального преобразователя ADP5054 с четырьмя подключенными последовательно LDO-регуляторами и ферритовыми фильтрами, отвечающими за снижение уровня шума на входах приемопередатчика.
Как уже описывалось в [1, 2], прежде чем перейти к оптимизации PDN, необходимо провести оценку чувствительности ADRV9009 к шуму от источника питания. Для работы двухканального ADRV9009 необходимо подключение пяти шин питания, а именно:
• аналоговая 1,3 В (VDDA1P3_AN);
• цифровая 1,3 В (VDDD1P3_DIG);
• передатчики АЦП/ЦАП (Tx и BB) 1,8 В (VDDA_1P8);
• интерфейс 2,5 В (VDD_INTERFACE);
• вспомогательная 3,3 В (VDDA_3P3).

Анализ схемы
На рис. 2 показана зависимость коэффициента модуляции источника питания (PSMR) от частоты пульсаций для аналоговых шин (VDDA1P3_AN, VDDA_1P8 и VDDA_3P3). Для цифровых шин VDDD1P3_DIG и VDD_INTERFACE максимальный уровень пульсаций, который мы могли бы воспроизвести с помощью имеющегося генератора, не вызвал появления в спектре выходного сигнала каких-либо паразитных составляющих, поэтому не стоит беспокоиться о снижении уровня пульсаций на данных шинах. Амплитуда паразитных составляющих выражается в дБ FS, максимальная выходная мощность (0 дБ FS) эквивалентна 7 дБ·мВт или размаху 1415,89 мВ в системе с входным сопротивлением 50 Ом.
Для шины VDDA1P3_AN измерения проводились в двух частях платы приемопередатчика. Следует обратить внимание, что уровень PSMR падает ниже 0 дБ при частоте пульсаций <200 кГц, соответственно, пульсации на этих частотах будут порождать выбросы с большей амплитудой в спектре выходного сигнала. Это в свою очередь означает, что на частотах ниже 200 кГц приемник одной микросхемы ADRV9009 будет чувствителен даже к малейшим колебаниям на шине VDDA1P3_AN.
На оценочной плате приемопередатчика ADRV9009 шина VDDA_1P8 разделена на две ветви: VDDA1P8_TX и VDDA1P8_BB. Минимальное значение PSMR на VDDA1P8_TX, равное 27 дБ, достигается на частоте 100 кГц, что соответствует размаху пульсаций 63,25 мВ при 100 кГц, что в свою очередь приводит к появлению пары паразитных составляющих амплитудой 2,77 мВ в спектре выходного сигнала. Что касается VDDA1P8_BB, то для нее минимальное значение PSMR составляет ~11 дБ при частоте 5 МГц, это эквивалентно пульсациям размахом 0,136 мВ и паразитным составляющим амплитудой 0,038 мВ в выходном спектре.
Так же как и в случае с VDDA1P3_AN, значение PSMR для шины VDDA_3P3 падает ниже 0 дБ (в данном случае на частоте около 130 кГц), это указывает, что приемник 1 ADRV9009 также будет чувствителен к шуму, исходящему от этой шины. PSMR для VDDA_3P3 увеличивается с ростом частоты, достигая максимального значения 72,5 дБ на частоте 5 МГц.
В целом, результаты анализа PSMR показывают, что среди шин питания VDDA1P3_AN и VDDA_3P3 вызывают наибольшее беспокойство, так как шумы, исходящие именно от этих шин, могут оказать наибольшее влияние на характеристики приемника 1 ADRV9009.

На рис. 3 приведен анализ зависимости значения коэффициента подавления нестабильности питания (PSRR) ADRV9009 от частоты для рассмотренных ранее аналоговых шин. Как видно из рисунка, PSRR шины VDDA1P3_AN имеет относительно ровный график и составляет ~60 дБ на частоте до 1 МГц, затем падает до значения ~ 46 дБ на частоте 5 МГц. Данный спад соответствует пульсациям размахом 0,127 мВ на частоте 5 МГц, что в свою очередь означает появление паразитных составляющих в спектре выходного сигнала амплитудой 0,001 мВ именно на частоте работы опорного генератора.
Значение PSRR для шины VDDA1P8_BB ADRV9009 достигает минимального значения ~47 дБ на частоте 5 МГц, а PSRR шины VDDA1P8_TX не падает ниже ~80 дБ. На частотах меньше 1 МГц PSRR VDDA_3P3 выше 90 дБ (90 дБ является пределом измерений на частотах до 1 МГц,
поскольку максимальный размах пульсаций на этих частотах составляет 20 мВ, что недостаточно для создания выбросов, превышающих шумовой порог передатчика) и снижается по мере увеличения частоты до значения 76,8 дБ на 4 МГц, что является минимальным значением во всем диапазоне измерений 10 кГц — 10 МГц.
Таким образом, аналогично с результатами анализа PSMR, данные по PSRR показывают, что больше всего шума исходит от шин VDDA1P3_AN и VDDA_3P3, особенно на частотах выше 1 МГц.

Итак, мы определились с шинами, являющимися наиболее существенными источниками шума, однако, чтобы определить, возможна ли замена источника питания на более эффективный аналог, необходимо выяснить уровень паразитных составляющих в спектре выходного сигнала, вызванных пульсациями от этого нового источника. Результаты измерений в диапазоне 100 Гц — 100 МГц показаны на рис. 4.
Для того чтобы определить уровень пульсаций, при которых паразитные составляющие в спектре превышают максимально допустимое значение, были сделаны замеры в нескольких контрольных точках по аналогии с методом, описанным в первой части данной серии статей.

На рис. 4−6 показаны спектры выходного сигнала для трех шин питания, чей шум способен оказать наибольше воздействие на приемопередатчик. Спектры показаны для различных конфигураций DC/DC-преобразователей, используемых для построения новой распределенной цепи электропитания, в том числе с включенной/отключенной модуляцией с размытием спектра (SSFM) и дополнительной фильтрацией при помощи LDO-стабилизатора или фильтра нижних частот (LC-фильтра). Все сигналы измеряются на оценочной плате для определения оптимальной конфигурации PDN, которая обеспечит запас по шуму 6 дБ или более от расчетного допустимого значения.

Тестирование новой схемы источника
На рис. 4 показан график предельного максимального значения уровня пульсаций напряжений для шины VDDA1P3_AN в сравнении с измеренными значениями для различных конфигураций μModule-регулятора LTM8063. Из графика следует, что использование прямого подключения LTM8063 к шине VDDA1P3_AN без модуляции с размытием спектра (SSFM) создает пульсации в области частоты работы LTM8063, которые превышают допустимое значение. Максимальное
превышение составило 0,57 мВ на частоте 1,1 МГц. Все сказанное выше объясняет, что для корректной работы схемы необходимо использовать дополнительный LDO-пострегулятор напряжения на выходе LTM8063 или фильтры.
В случае добавления в схему LC-фильтра (без дополнительного LDO-регулятора) уровень пульсаций снижается, но его значение попрежнему находится около допустимого порога, что не обеспечивает достаточного запаса для поддержания максимальной производительности приемопередатчика. Использование же в цепи пострегулятора ADP1764 и включения на LTM8063 режима SSFM снижает уровень пульсаций во всем диапазоне частот до уровня, не только обеспечивающего бесперебойною работу схемы, но и дающего некоторый запас по шумовым характеристикам. Следует отметить, что добавление пострегулятора в том числе снижает шум, возникающий из-за SSFM в области низких частот 1/f. Оптимальный же результат с точки зрения шумовых характеристик достигается при комбинации всех трех описанных методов: включения SSFM, добавления LDO-регулятора и LC-фильтра. Запас по уровню шума в этом случае составит ~18 дБ.
Отдельно нужно пояснить момент снижения уровня шума, вызванного SSFM при помощи посрегулятора LDO. Дело в том, что хотя модуляция с размытием спектра снижает амплитуду и средний шум от коммутации, как бы распределяя ее на более широкую полосу частот, она вносит дополнительный шум в области низких частот 1/f из-за треугольной модуляции 3 кГц, что добавляет в выходной сигнал новые пульсации, о которых и заботится пострегулятор.

При включенном SSFM, низкочастотные пульсации проявляются и в спектрах выходного сигнала на шинах VDDA_1P8 и VDDA_3P3, это отчетливо видно на рис. 5 и 6 соответственно. В случае с шиной VDDA_1P8, пульсации, исходящие от μModuleLTM8074 с включенным SSFM, не превышают максимально допустимого значения и даже оставляют запас ~8 дБ в самом худшем случае, а значит, в схеме не нужно использовать какую-либо дополнительную фильтрацию.
На рис. 6 показан спектр выходного сигнала для различных конфигураций регулятора LTM8074 SilentSwitcher μModule, а также график максимально допустимых значений пульсаций для шины VDDA_3P3 3,3 В. В случае с использованием прямого подключения LTM8074 к шине (без фильтра или пострегулятора) на графике отчетливо видны пульсации, превышающие максимально допустимое значение вне зависимости от того, включен режим SSFM или нет. Две другие конфигурации (LTM8074 с LC-фильтром и без включенного SSFM и LTM8074 с включенным SSFM и пострегулятором), наоборот, показали полное соответствие требованиям к величине пульсаций и оставили запас >6 дБ. И хотя обе конфигурации подходят для использования в схеме, версия с пострегулятором имеет некоторые преимущества, основанные на том, что шина VDDA_3P3 ответственна за питание выхода тактового генератора 3P3V_CLK1 и снижение пульсаций в области низких частот 1/f. Это является важным фактором, так как данные пульсации могут трансформироваться в фазовый шум в гетеродине, если их не устранить.

Оптимизированнаясхема PDN
На основе результатов тестов, описанных в предыдущем разделе, была построена оптимизированная схема PDN, которая обеспечивает запас по шуму более 6 дБ при использовании на отладочной плате приемопередатчика ADRV9009 (рис. 7).
В таблице 1 приведено сравнение характеристик оптимизированной PDN со стандартным решением. Как видно, помимо запаса по уровню шума в оптимизированной версии PDN, мы также получаем уменьшение площади, занимаемой компонентами, на 29,8% и увеличение КПД с 65,7 до 69,9%, что в свою очередь позволяет снизить потери мощности на 0,6 Вт.

Для того чтобы окончательно подтвердить эффективность оптимизированного решения с точки зрения шумовых характеристик, проведем измерение фазового шума для обеих PDN. На рис. 8 показан график сравнения уровня фазового шума для PDN источника питания инженерной версии оценочной платы ADRV9009, построенной на базе ADP5054, изображенной на рис. 1, со схемой модернизированной PDN с регуляторами LTM8063 и LTM8064 на аналогичной отладочной плате, показанной на рис. 7.

При измерении SFDR приемопередатчика обе схемы PDN показывают сопоставимые характеристики (табл. 3), за исключением LO = 3800 МГц, при котором пульсации, вызванные коммутацией ADP5054, провоцируют появление паразитных составляющих по бокам от несущей в спектре выходного сигнала, как это показано на рис. 9.

Заключение
Множество существующих приложений предъявляют различные требования, поэтому и может возникнуть необходимость в дальнейшем улучшении и оптимизации в распределенной сети электропитания. Это актуально и в приложениях, использующих в своем составе приемопередатчики и микросхемы обработки сигналов, оценка требований к уровню шума которых является наиболее эффективным методом проектирования или усовершенствования существующей PDN. В статье описан пример того, как оценка уровня шума, вносимого в шины питания высокопроизводительного приемопередатчика, в качестве которого был выбран ADRV9009, позволяет произвести эффективную оптимизацию схемы PDN, уменьшить площадь, занимаемую компонентами на печатной плате, увеличить КПД и, что особенно важно, снизить потери мощности и улучшить тепловые характеристики схемы. В следующих статьях цикла мы продолжим тему оптимизации PDN. n

Литература
1. Pasaquian P. E., Perez P. Optimizing Power Systems for the Signal Chain — Part
1: How Much Power Supply Noise Is Tolerable? // Analog Dialogue. March 2021.
Vol. 55. No. 1.
2. Dela Cruz J. M., Pasaquian P. E. Optimizing Power Systems for the Signal Chain —
Part 2: High Speed Data Converters//Analog Dialogue. April 2021. Vol. 55, No. 2.
3. Delos P. Power Supply Modulation Ratio Demystified: How Does PSMR
Differfrom PSRR? Analog Devices, Inc. December 2018.
4. Delos P. Transceiver Phase Noise Teardown Informs Performance Capability with
an External LO. Analog Devices, Inc., October 2019.
5. Naveed N., Fontaine S. Characterizing the PSRR of Data Acquisition μModule Devices
with Internal Bypass Capacitors // AnalogDialogue. July 2020. Vol. 54. No. 3.