Проектирование схемы для управления небуферизованным АЦП является нетривиальной задачей и предполагает выбор правильной методологии и компромиссных решений, и зачастую именно схема драйвера небуферизованного АЦП определяет общую производительность системы с точки зрения таких характеристик, как уровень искажений, отношения сигнал/шум и энергопотребления. Разработка оптимального решения буферного каскада АЦП требует большого терпения и хорошей подсказки, которую дает предлагаемая статья.

Введение
Вы когда-нибудь интересовались, сколько в Интернете, например, во всезнающем Google, появится ссылок при поиске "design buffer for an ADC" («разработка буферного каскада для АЦП»)? Переводчику этой статьи за 0,45 с их выпало 9 760 000! Это не просто много, а очень
много, и среди этих миллионов ссылок вам может быть довольно сложно найти именно то, что необходимо. Вероятно, для большинства разработчиков систем сбора данных на основе аналоговых и смешанных сигналов, это не станет большим сюрпризом, поскольку
разработка внешнего аналогового интерфейса для небуферизованного аналого-цифрового преобразователя (АЦП) требует самого пристального внимания и всестороннего подхода.
Разработка этого связующего звена АЦП с датчиком часто рассматривается как форма искусства и удел эксцентричных гуру, которые овладевали своим ремеслом на протяжении многих лет. А вот для непосвященных это трудная задача, которая решается не просто методом проб и ошибок, а часто и набитых шишек. Большая часть времени тратится на поиск по каталогам, что вызывает разочарование и раздражение из-за множества взаимосвязанных технических требований. Все это, пока не будут достигнуты оптимальные результаты, приводит к целому ряду компромиссов и проверок на оценочных платах, а потом и на платах-протипах.

Основная проблема
Проблема в том, что, несмотря на кажущуюся простоту, схема буферного усилителя состоит из двух связанных между собой разных каскадов, поэтому математически смоделировать проблему трудно, особенно из-за присущей им нелинейности. Первый шаг здесь — выбор усилителя, который будет буферизовать выходной сигнал датчика и управлять входами АЦП. Второй шаг — разработка фильтра нижних частот, необходимого, чтобы уменьшить входную полосу пропускания, минимизировав тем самым внеполосный шум.
Идеальный усилитель обеспечивает достаточную полосу пропускания, чтобы правильно буферизовать сигнал, генерируемый датчиком или преобразователем, без добавления дополнительного шума и обеспечивает нулевое энергопотребление. Но идеальный прибор
далек от реального усилителя. В большинстве случаев именно характеристики буферного усилителя будут определять общую производительность системы, особенно с точки зрения шумов, искажений и потребляемой мощности. Чтобы получить более полное представление о проблеме, сначала необходимо понять, как работает АЦП с дискретизацией сигнала во времени.
АЦП с дискретным преобразованием во времени делает выборку аналогового сигнала, который впоследствии преобразуется в цифровой код. Когда сигнал дискретизируется, в зависимости от типа аналогового преобразователя, существует два разных сценария, но оба с одной и той же внутренней проблемой.
АЦП последовательных приближений (Successive Approximation, SAR) объединяют выборку и удержание, также известное как отслеживание и удержание, которое по сути является переключателем и конденсатором, то есть мы имеем дело с устройством выборки/хранения, в котором «запоминается» уровень аналогового сигнала на момент его выборки, как показано на рис. 1. Удержание сохраняется до тех пор, пока не будет выполнено преобразование.

Сигма-дельта-АЦП1 с дискретизацией по времени, или преобразователи с передискретизацией, используют аналогичный входной каскад, то есть входной коммутатор с некоторой внутренней емкостью (физическим конденсатором). С практическими решениями таких АЦП можно ознакомиться, например, в [4] и связанных публикациях. В случае сигма-дельта-АЦП механизм дискретизации несколько отличается, но аналогичная входная архитектура дискретизации имеет место, когда для хранения выборки аналогового входного сигнала используются переключатели и конденсаторы.
В обоих случаях коммутатор реализован в рамках технологии КМОП с ненулевым значением сопротивления в состоянии проводимости, как правило, несколько Ом. Комбинация этого последовательного сопротивления с конденсатором выборки, емкость которого в свою очередь находится в диапазоне пикофарад, означает, что ширина полосы входного сигнала часто очень велика, и во многих случаях она намного превышает частоту дискретизации данного АЦП. Это проблема.

Проблема ширины полосы пропускания сигнала по входу АЦП
Ширина полосы пропускания сигнала, который попадает на вход АЦП для его выборки, как уже было сказано, становится проблемой для преобразователя. Это связано с тем, что в теории дискретизации, как мы знаем, частоты выше частоты Найквиста (половина частоты дискретизации АЦП) должны быть удалены, в противном случае они будут генерировать помехи в виде «просачивания» сигнала из высшей зоны Найквиста в первую зону, что называется эффектом
наложения, или алиасингом (alias — ложная частота, побочная низкочастотная составляющая в спектре дискретизированного сигнала). Однако шум, как правило, имеет спектр, в котором может присутствовать значительный уровень сигнала в полосе частот выше частоты Найквиста для конкретного АЦП (более подробно в [1, 4]). Если мы не справимся с этим шумом, он будет накладываться на частоты ниже частоты Найквиста и увеличит минимальный уровень шума,
как это показано на рис. 2, соответственно, в той или иной мере уменьшая динамический диапазон всей системы преобразования.

Ширина полосы пропускания по входу АЦП и, следовательно, ширина полосы выходного сигнала буферного каскада представляют первую, требующую своего решения проблему. Чтобы шум как результат нарушения условия дискретизации не перекрывал полезный входной сигнал, пропускание по входному сигналу АЦП должно быть ограничено. И это не столь уж тривиальная проблема.
Как правило, для обеспечения большей скорости нарастания выбирают усилитель по более широкой полосе пропускания, поскольку эти параметры, как известно из азов теоретической радиотехники, взаимосвязаны. Так что выбор здесь основан на обеспечении той полосы, которая с учетом усиления сможет в должной мере и с технологическим запасом реагировать на наиболее быстрое событие, которое должен отслеживать наш АЦП. Во внимание принимается произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания. Это связано с тем, что ширина полосы пропускания в режиме большого сигнала не коррелируется с шириной полосы пропускания слабого сигнала, а также с характеристиками по искажениям. Однако она хорошо коррелируется со скоростью нарастания выходного напряжения. Это единственный случай, когда два параметра тесно связаны. Способность усилителя передать сигнал большой амплитуды
зависит от максимально возможной скорости нарастания выходного напряжения усилителя [2].
Однако эффективная ширина полосы шума усилителя эквивалентна ширине полосы пропускания в режиме малого сигнала (обычно рассматриваемой для сигналов с размахом амплитуды менее 10 мВ), и она часто по меньшей мере в 4–5 раз превышает ширину полосы пропускания в режиме большого сигнала. Кроме того, полоса пропускания шума не всегда совпадает с полосой пропускания сигнала. Если усилитель рассматривать как четырехполюсник с характеристикой фильтра нижних частот (ФНЧ) первого порядка, а это самый распространенный варианта в реальной практике, то полоса пропускания для белого шума превысит полосу для сигнала в 1,571 раза [3]. Про это даже разработчики с опытом часто забывают.
Другими словами, если мы хотим использовать в качестве буферного операционный усилитель (ОУ) с полосой пропускания в режиме большого сигнала, равного 500 кГц, то полоса пропускания в режиме малого сигнала может вполне оказаться равной 2 МГц или даже 3 МГц, что может привести к большому уровню шума, поступающего на вход АЦП, а тот дискретизирует его со всеми вытекающими последствиями. Следовательно, перед подачей аналогового сигнала в АЦП его спектра он должен быть предварительно ограничен. В противном случае измеренный шум будет в 3–4 раза превышать величину, указанную в спецификации на преобразователь, что не есть
хорошо, так как при этом падает точность преобразования.
Всегда помните и учитывайте, что тепловой шум, создаваемый усилителем, зависит от его усиления и общей полосы пропускания системы. Пример схемы типичного буферного каскада, выполненного на основе ОУ, показан на рис. 3, а источники шума приведены в таблице 1.

Приведенные в таблице 1 уравнения проясняют важность добавления фильтра нижних частот с достаточным затуханием перед входом АЦП. Задача фильтра — минимизировать дискретизированный шум, поскольку он пропорционален квадратному корню из полосы
пропускания. Как правило, здесь используется ФНЧ первого порядка, выполненный на базе дискретных резистора и конденсатора, но с достаточно низкой частотой среза, чтобы устранить большую часть широкополосного шума. Фильтр нижних частот первого порядка имеет дополнительное преимущество, заключающееся в уменьшении амплитуды любых других более крупных сигналов за пределами интересующей полосы, прежде чем они будут дискретизированы
и потенциально наложены на полезный сигнал, и имеет хорошую передаточную импульсную характеристику без выбросов и гармонических переходных процессов на вершине импульса. Кроме того, фильтр выполняет и функцию защиты по входу, поскольку сглаживает короткие импульсы напряжения.
Однако и это еще не все. Ширину полосы пропускания аналогового входа также определяют внутреннее сопротивление коммутатора АЦП и запоминающий выборку конденсатор. Кроме того, здесь имеет место цикл заряда/разряда конденсатора, оказывающий из-за меняющихся входных сигналов влияние во временной области (рис. 1). Это связано с тем, что каждый раз, когда коммутатор (внешняя схема, подключенная к конденсатору АЦП для дискретизации) включен,
напряжение на внутреннем конденсаторе может отличаться от напряжения, ранее сохраненного на конденсаторе для дискретизации. Соответственно, возникает ступенька, которая генерирует так называемый шум зарядовых выбросов (charge kick-back noise), связанный с проблемой переноса заряда.

Что такое проблема переноса заряда?
Классический вопрос из аналоговой техники: «Если у вас есть два конденсатора, соединенных параллельно через коммутатор, в случае, когда переключатель разомкнут и один конденсатор накапливает энергию, что происходит с обоими конденсаторами, если переключатель будет замкнут?»
Ответ на этот вопрос зависит от энергии, запасенной заряженным конденсатором, и соотношения емкости между конденсаторами. Например, если оба конденсатора имеют одинаковое значение емкости, энергия будет распределяться между ними поровну, а напряжение, измеренное между клеммами конденсатора, соответственно, будет уменьшено вдвое, как это показано на рис. 4. Это и есть проблема переноса заряда.

Некоторые АЦП для компенсации внутренних ошибок выполняют внутреннюю калибровку, известную как автоматическая калибровка нуля. Во время этой процедуры конденсатор устройства выборки/хранения (CSAMPLING на рис. 1), называемый конденсатором выборки, за-
ряжается к напряжению, близкому к напряжению шины питания или другому напряжению, например, опорному, деленному на два.
Это означает, что внешний сигнал, буферизируемый усилителем и конденсатором выборки устройства выборки/хранения, который должен содержать аналоговое значение для получения свежей выборки, очень часто не имеет одинакового потенциала (уровня напряжения). Следовательно, этот конденсатор, для того чтобы привести его к тому же потенциалу, что и выходное напряжение на выходе буферного каскада, должен быть заряжен или разряжен. Энергия, требуемая в этом процессе, будет поступать от внешнего конденсатора RC-фильтра низких частот и внешнего буферного каскада. Это перераспределение заряда и установление напряжений займет конечное время, в течение которого напряжение, наблюдаемое в различных точках цепи, будет изменяться так, как показано на рис. 1. Часто данный заряд или разряд может быть значительным и перераспределяться так, что процесс становится эквивалентен вытекающему или втекающему току от буферного усилителя к АЦП или от АЦП в усилитель.
Другими словами, следствием этого является то, что усилитель должен быть способен заряжать/разряжать внешний конденсатор фильтра нижних частот и конденсатор дискретизации АЦП в очень ограниченное время с условием ограничения тока из-за наличия последовательного резистора в фильтре нижних частот.
Если говорить еще более точно, то для нашего случая с АЦП усилитель должен быть способен заряжать/разряжать конденсаторы в пределах заданной ошибки при имеющемся в АЦП конденсаторе выборки и сигналов внешних источников. Частота среза внешнего фильтра нижних частот должна быть немного выше, чем интересующая нас полоса, которая определяется постоянной времени фильтра, числом битов АЦП и переходом наихудшего случая между выборка-
ми. Этот переход является наихудшим шагом изменения входного сигнала, который мы должны измерить с заданной точностью.

Как следует решать проблему переноса заряда?
Самый простой ответ для решения этой проблемы — выбрать усилитель с достаточной скоростью нарастания, коэффициентом усиления в полосе пропускания, коэффициентом усиления без обратной связи и коэффициентом ослабления синфазного сигнала (в спецификации обозначается как Common Mode Rejection Ratio, CMRR) и установить на выходе максимальный коммерчески доступный конденсатор, с настолько малым по номиналу резистором, чтобы удовлетворить требования к пропускной способности фильтра нижних частот.
Поскольку конденсатор действительно большой, то проблема переноса заряда будет нивелирована, а полоса пропускания (за что мы боролись) будет ограничена фильтром, поэтому проблема решена. Верно?
Святая наивность. Такое «чапаевское» решение не сработает, но если вас распирает любопытство и интересно почему — попробуйте его реализацию. Вы обнаружите два момента, которые приведут вас в уныние: конденсатор будет размером с банку сгущенки, а буферному усилителю будет явно невмоготу справиться с таким конденсатором по выходу.
Проблема в том, что производительность усилителя, как сейчас принято говорить, зависит не просто от нагрузки, а от реально видимой им нагрузки, то есть импеданса с его мнимой (реактивной) частью. В этом случае включение на его выход фильтра нижних частот с преобладанием реактивной, в данном случае емкостной, составляющей проявляется ухудшением суммарного коэффициента нелинейных искажений (в спецификации указывается как Total Harmonic Distortion, THD) и временем установления. Увеличение времени установления приведет к тому, что усилитель станет неспособным заряжать конденсатор. Так что напряжение, которое будет оцифровывать АЦП, окажется неправильным конечным напряжением, что привет к росту нелинейности на выходе АЦП.
Для иллюстрации предыдущего утверждения на рис. 5 показана разница в производительности между различными выходными токами усилителя или активными нагрузками. А на рис. 6 — небольшой выброс сигнала из-за емкостной нагрузки, который влияет на время установления сигнала и линейность АЦП. В качестве примера в обоих случаях использован операционный усилитель (ОУ) AD4896-2 [5] компании Analog Devices.

Из представленных графиков можно сделать вывод: чтобы минимизировать описываемую проблему, выход усилителя должен быть достаточно изолирован от внешнего конденсатора последовательным резистором фильтра нижних частот. Теперь давайте разберемся, как это сделать оптимально.
С одной стороны, сопротивление резистора должно быть достаточно высоким, чтобы гарантировать, что буферный усилитель не будет нагружен на емкостную нагрузку. Но, с другой стороны, оно должно быть достаточно маленьким, чтобы удовлетворить требования по полосе пропускания входной системы и минимизировать падение напряжения на резисторе из-за тока, вытекающего из буферного усилителя. Это важно, поскольку ток, поступающий в АЦП, может вызвать такое падение напряжения, которое не сможет быть достаточно быстро компенсировано буферным усилителем. Кроме того, оптимальный выбор номинала последовательного резистора должен позволить использовать внешний конденсатор емкостью достаточной, чтобы минимизировать эффект переноса заряда, не влияя при этом на время установления. Более подробная информация по данному вопросу доступна в [6].

Инструменты для моделирования решений с АЦП
К счастью для нас, есть инструменты, которые позволяют прогнозировать совместную производительность ЦАП, усилителя и фильтра, например, онлайн-инструмент Precision ADC Driver Tool из комплекта ADI Precision Studio [7] (доступ через ADC Driver), предлагаемого
компанией Analog Devices. Инструмент может моделировать перенос заряда, а также шумы и искажения, как это показано на рис. 7.

Полезный совет по выбору фильтра нижних частот
Как правило, во многих рекомендациях часто встречается фильтр нижних частот первого порядка, но почему никто не использует фильтр более высокого порядка? Если ваше устройство не будет применяться в приложении с особыми требованиями для удаления больших внеполосных помех или гармоник во входном сигнале, то увеличение порядка фильтра просто добавит дополнительный уровень сложности вашей системе и не принесет какой-либо ощутимой пользы. Кроме того, неправильно выбранный фильтр, а именно аппроксимирующая его функция, добавит головной боли. Например, в погоне за более высоким подавлением внеполосного сигнала был
выбран фильтр Чебышева. Как результат, вы получите неравномерность в полосе пропускания и проблемы во временной области.
В общем случае в качестве компромиссного решения можно оставить полосу пропускания сигнала, которая будет немного выше необходимого уровня, благодаря чему можно влиять на шум, но не иметь серьезных проблем с входным каскадом АЦП, а также благодаря выбору оптимальных усилителей снизить общее потребление мощности и уменьшить себестоимость конечного продукта.

Решаем проблему нагрузки буферного усилителя
Ранее мы уже упоминали, что буферный усилитель не любит емкостную нагрузку, поскольку она требует больших токов, а первый момент времени для него является по сути близким к короткому
замыканию. Мы также определили, что первопричина этой нагрузки — конденсатор, необходимый для минимизации проблемы переноса заряда. Единственный способ улучшить ситуацию заключается в том, чтобы уменьшить этот перенос. Такое решение было принято в последних конвертерах компании Analog Devices, например, в AD7768 [8] и AD4000 [9].
Решения, принятые в каждом из устройств, отличаются из-за разных архитектур преобразователей. AD4000 — это АЦП последовательных приближений, он может работать при источниках питания ниже диапазона аналогового входа. Принятое в нем решение называется режимом с высокоимпедансным входом и доступно только для частот дискретизации, лежащих ниже 100 кГц.
В AD7768 источники питания равны или превышают диапазон аналогового входного сигнала. Решение, принятое в AD7768, называется буфером, или схемой предварительного заряда (precharge buffer), и в отличие от режима с высоким импедансом работает до максимальной частоты дискретизации АЦП.
Оба решения основаны на одном и том же принципе работы, который направлен на решение главной проблемы входа АЦП — перераспределение емкостного заряда. Другими словами, когда внутренний коммутатор повторно подключает конденсатор выборки, то чем меньше снижение (ранее мы его навали «шаг») напряжения на входе буферного каскада и, соответственно, на фильтре нижних частот, тем ниже скачок напряжения на входе АЦП, что минимизирует его
входной ток. Следовательно, в этом случае сокращается и время установления. Падение напряжения на сопротивлении фильтра уменьшается, а потому производительность по напряжению переменного тока становится лучше.
Зависимость входного тока АЦП от дифференциального напряжения в режимах включения/выключения схемы предварительного заряда и включения/выключения режима высокого импеданса представлены на рис. 8.

Чем выше входной ток АЦП, тем выше, то есть быстрее, заряд конденсатора выборки, соответственно, должна быть и шире полоса пропускания буферного каскада. А если полоса пропускания входного фильтра нижних частот должна быть шире, то мы опять возвращаемся к проблеме шума. Например, использование такого параметра, как SINAD ² , учитывает гармоники как шумовые характеристики для входного сигнала 1 кГц, дискретизированного при 1 MSPS. При
разных частотах среза фильтра мы получаем что-то похожее на представленное на рис. 9.

На рис. 8 показано, что низкий входной ток АЦП (включен режим с высоким импедансом) снижает требования к частоте среза фильтра, а также дает возможность снизить номинальное значение сопротивления в фильтре, повышая производительность АЦП по сравнению с точно такой же конфигурацией, но в режиме отключения высокого импеданса.
На рис. 9 можно видеть, что, увеличивая частоту среза входного фильтра, внешний усилитель может быстрее заряжать/разряжать конденсатор выборки, но за счет более высокого уровня шума. Например, при включенном режиме высокого импеданса шум сигнала дискретизированного при частоте среза 500 кГц меньше, чем при 1,3 МГц. Следовательно, значение SINAD при входной полосе пропускания 500 кГц лучше. Кроме того, емкость, требуемая фильтром нижних частот, уменьшается, что улучшает производительность усилителя-драйвера (буферного каскада).

Преимущества с точки зрения схемотехники
Добавление этих более простых в управлении или снижающих нагрузку функций, реализованных в последних АЦП компании Analog Devices, оказывает существенное влияние на общую цепочку сигналов. Основное преимущество, которое имеет разработчик при передаче решения некоторых проблем драйвера непосредственно в АЦП, заключается в том, что его можно спроектировать максимально эффективным для требований к сигналу именно этого АЦП, решая тем самым сразу несколько проблем, включая оптимальную полосу пропускания и стабильность буферного усилителя.
Снижение входного тока АЦП и, следовательно, уменьшение проблемы переноса заряда гарантирует, что буферный усилитель будет иметь дело с меньшим шагом напряжения, но с тем же периодом полной выборки, что и стандартный вход с переключаемым конденсатором.
Наличие меньших ступенек напряжения для установления (линейное изменение до конечного значения) в течение заданного периода — то же самое, что наличие более длительного периода для установления при большем шаге. Конечный эффект заключается в том, что усилителю теперь не требуется такая широкая полоса пропускания, чтобы довести входное напряжение АЦП до того же конечного значения. Кроме того, уменьшение полосы пропускания обычно означает и снижение мощности, потребляемой усилителем.
Другой способ состоит в том, чтобы представить, как усилитель, который обычно не мог иметь достаточную полосу пропускания для настройки входа данного АЦП, теперь благодаря включенному буферу предварительного заряда может достичь достаточного согласования по полосе пропускания.
В руководстве [10], представленном компанией Analog Devices, показано, как меняется производительность АЦП на примере ряда усилителей, работающих в паре с АЦП AD7768 [8] в трех режимах — медленном, среднем и быстром. С одним из приведенных в этом документе усилителей, а именно ADA4500-2 [11], сделана попытка настроить вход АЦП AD7768 при отключенном буфере предварительного заряда в режиме средней мощности, в результате
чего уровень искажений THD превысил –96 дБ. Однако когда буфер был включен, производительность значительно улучшается вплоть до уровня THD, равного –110 дБ.
Согласно спецификации, полоса пропускания усилителя ADA4500-2 составляет 10 МГц, а полоса пропускания, необходимая для установления сигнала на входе AD7768 в данном режиме, — приблизительно 12 МГц, значит, использование усилителя с меньшей полосой пропускания стало возможным благодаря функции, облегчающей согласование сигнала. Таким образом, эта функция не только упрощает разработку буферной схемы по входу АЦП, но и предоставляет больше свободы при выборе компонентов, а значит, можно использовать компоненты, наиболее подходящие для обеспечения требуемого уровня энергопотребления и, соответственно, меньшей
генерации тепла.
Вторичное преимущество состоит в том, что теперь через последовательный резистор, который используется как часть входной RC-цепи, протекает меньше тока. Оно связано с уменьшением тока на аналоговом входе АЦП.
Для традиционных входов АЦП относительно большой ток означал, что можно применять только резисторы небольшого номинала, иначе на этом резисторе будет наблюдаться большое падение напряжения. Это может происходить в результате преобразования входного сигнала и привести к ошибке усиления и погрешности линейности в АЦП.
Однако при меньших значениях резисторов также существуют свои проблемы. Достижение той же полосы пропускания ФНЧ с использованием меньшего по номиналу резистора означает применение конденсатора большей емкости. Но такая комбинация большого по емкости конденсатора и резистора с небольшим сопротивлением способна вызвать нестабильность буферного усилителя. Тем не менее пониженный ток, достигаемый благодаря использованию новой функции, облегчающей согласование сигнала, означает, что можно использовать резисторы с большим значением сопротивления, не оказывающие влияния на производительность системы «усилитель — АЦП» и обеспечат ее стабильность.

Дополнительные возможности для улучшения производительности
Из всего сказанного о потенциале для схемотехники становится ясно, что есть также преимущества в производительности или возможности для дальнейшего ее повышения при использовании новых функций АЦП.
Уже упомянутая возможность достижения лучшей производительности с помощью усилителей с меньшей пропускной способностью, также способствует повышению общей производительности и разработке более оптимальных систем. Скажем, даже при хорошо настроенном входном сигнале может оставаться некоторое несоответствие между входами, поскольку все же имеет место окончательное установление. Таким образом, например, включение схемы предварительной зарядки означает, что время окончательного урегулирования будет намного меньше. Следовательно, и здесь могут быть достигнуты лучшие уровни THD, причем там, где ранее это было бы невозможно.
Кроме того, снижение тока, проходящего через последовательный резистор ФНЧ, также повышает производительность. Это не только значительно снижает входной ток, теперь он тоже практически
не зависит от входного напряжения. Улучшенное значение THD может быть достигнуто, поскольку любые несоответствия в резисторах на входной паре приведут к меньшим различиям напряжения, наблюдаемым на входе АЦП, и к падению напряжения, уже не имеющему зависимости от уровня сигнала.
Более низкий входной ток влияет на смещение и точность усиления. Из-за снижения абсолютного тока и зависимых от сигнала изменений тока меньше вероятность того, что изменение значений компонентов по каждому каналу или по каждой физической плате приведет к заметному изменению ошибок смещения и усиления. Это результат все той же причины, по которой более низкий ток приводит к меньшему падению напряжения через последовательные сопротивления.
Благодаря использованию схемы предварительной зарядки могут быть достигнуты и лучшие характеристики в части абсолютного смещения и погрешности усиления, а также более стабильная производительность для плат или каналов в конечной системе.
Еще одно преимущество заключается в более низком токе в системах, где частота дискретизации АЦП изменяется для адаптации к различным потребностям сбора сигналов, например в картах сбора данных. Без применения схемы предварительной зарядки падение напряжения на входных пассивных компонентах зависит от частоты дискретизации АЦП, поскольку входной конденсатор АЦП при более высоких частотах дискретизации будет заряжаться и разряжаться чаще. Это относится как к аналоговому входному тракту, так и к эталонному (опорному) входному тракту, и подобное изменение напряжения рассматривается для АЦП как ошибки смещения и усиления,
зависящие от частоты дискретизации.
Кроме того, при включенных буферных каскадах предварительной зарядки абсолютный ток и, следовательно, абсолютное падение напряжения намного меньше, поэтому изменение напряжения по мере изменения частоты дискретизации АЦП также будет намного ниже. В конечной системе это означает, что при изменении частоты дискретизации будет меньше необходимость перекалибровать смещение системы и устранять ошибки усиления. поскольку при данной схемотехнике непосредственно сами ошибки смещения и усиления менее чувствительны к изменениям частоты дискретизации АЦП.

Преимущества в себестоимости конечного решения
Одно из основных преимуществ рассмотренных простых в использовании функций связано с общей стоимостью производства и эксплуатации. Перечисленные преимущества в схемотехническом исполнении и производительности приводят к потенциально более низкой стоимости разработки и уменьшению последующих эксплуатационных расходов. Это обеспечивается следующими факторами:
• более простая схема позволяет сократить время разработки и ускорить выпуск первого прототипа;
• более простая схема увеличивает шансы на успешное создание рабочего прототипа с первого раза;
• благодаря функции, облегчающей согласование сигнала, можно использовать меньшую полосу пропускания и, следовательно, более дешевые усилители;
• преимущества, связанные с регулировкой смещения и усиления, делают заводскую калибровку необязательной;
• улучшенные характеристики снижают вероятность калибровки в полевых условиях или калибровки по требованию, что приводит к сокращению времени простоя и/или повышению пропускной способности конечного оборудования.

Реальные примеры использования АЦП AD7768-1
В таблице 2 приведены отдельные измеренные данные, указанные в руководстве [10], которые помогут разработчикам выбрать подходящий усилитель на роль драйвера АЦП AD7768-1 [8]. Примеры в таблице показывают, что при использовании функции предварительной зарядки на некоторых усилителях возможны значительные улучшения. В частности, причина улучшения THD обусловлена сочетанием ранее упомянутых эффектов уменьшенной нагрузки входа АЦП, возлагаемой на схему драйвера. Например, конфигурация с использованием усилителя ADA4945-1 [12] при включении схемы предварительной зарядки обеспечивает улучшение THD на 4 дБ. Точно так же схема на основе ADA4807-2 [13] может достичь увеличения THD на 18 дБ. Эти примеры подтверждают, что усилители, имеющие приемлемую производительность, могут достигать общих уровней производительности и при использовании в сочетании с простыми
в управлении функциями, доступными во многих новейших АЦП компании Analog Devices.

Заключение
Проектирование схемы для управления небуферизованным АЦП — задача не тривиальная, которая предусматривает выбор правильной методологии и компромиссных решений из-за выравнивания заряда конденсаторов преобразователя и требований к полосе пропускания.
Часто именно схема драйвера определяет общую производительность системы с точки зрения таких характеристик, как THD, SNR и энергопотребление.
Новейшие прецизионные сигма-дельта-АЦП и АЦП последовательного приближения компании Analog Devices содержат набор функций, необходимый для минимизации входного тока преобразователя. Это сводит к минимуму проблему перезаряда, значительно сокращая и упрощая внешнею обвеску АЦП и схему буферного каскада, достигая тех характеристик, которые ранее были невозможны.
Сказанное облегчает использование сигма-дельта-АЦП и АЦП последовательного приближения, сокращает время их проектирования и улучшает технические характеристики конечной системы в целом. Дополнительная информация, которая поможет вам решить описанные в статье проблемы, приведена в [14].

Литература
1. Алиасинг при дискретизации сигналов. www.ru.dsplib.org/content/discrete_aliasing/discrete_aliasing.html
2. Зиберт Л. Знакомство с операционными усилителями. Полоса пропускания малого сигнала и полные рабочие характеристики. www.scanti.com/ru/bulleten-texas-instruments/1-201...‑znakomstvo-s‑operatsionnymiusilitelyami-polosa-propuskaniya-malogo-signala-i‑polnye-rabochiekharakteristiki
3. Достал И. Операционные усилители: Пер. с англ. М.: Мир, 1982.
4. Макаренко В. Быстродействующие сигма-дельта-АЦП для систем связи //
Электронные компоненты и системы. 2010. № 10.
5. ADA4896-2/ADA4897-1/ADA4897-2 1 nV/√Hz, Low Power, Rail-to-Rail Output
Amplifiers. Data Sheet. Analog Devices, Inc. 2012. www.analog.com/media/en/
technical-documentation/data-sheets/ADA4896-2_4897-1_4897-2.PDF
6. Walsh Alan. Front-End Amplifier and RC Filter Design for a Precision SAR Analog-to-Digital Converter. https://www.analog.com/en/analog-dialogue/articles/front-end-amp-and-rc-filter-design.html
7. ADI Precision Studio. www.analog.com/designtools/en/precisionstudio/
8. AD7768. Восьмиканальный, 24‑разрядный АЦП с одновременной выборкой
и масштабированием мощности, полоса 110,8 кГц. www.analog.com/ru/
products/ad7768.html
9. AD4000. Прецизионный 16‑разрядный АЦП последовательного прибли-
жения с псевдодифференциальным входом, быстродействие 2 MSPS.
www.analog.com/ru/products/ad4000.html
10. McGinley N., Servis S. Pairing A Driver Amplifier with the AD7768/AD7768-
4 or the AD7768-1. AN‑1384 APPLICATION NOTE. 2016–2019 Analog
Devices, Inc. Rev. A. www.analog.com/media/en/technical-documentation/
application-notes/AN‑1384.pdf
11. ADA4500-2 10 MHz, 14.5 nV/√Hz, Rail-to-Rail I/O, Zero Input Crossover
Distortion Amplifier. www.analog.com/ru/products/ada4500-2.html
12. ADA4945-1 High Speed, ±0.1 μV/√C Offset Drift, Fully Differential ADC
Driver. www.analog.com/ru/products/ada4945-1.html
13. ADA4807-2. Усилитель с Rail-to-Rail-входом/выходом, полоса 180 МГц,
шум 3.1 нВ/√Гц, потребляемый ток 1 мА. www.analog.com/ru/products/
ada4807-2.html
14. Артемов Д. Г., Пониматкин В. Е. Семь этапов подключения АЦП для эф-
фективного аналого-цифрового преобразования c минимизацией шума
элементов // Вестник Балтийского федерального университета им. Канта.
2018. № 3.